一種不平衡電網(wǎng)電壓條件下的直線感應電機控制方法
【專利摘要】本發(fā)明公開了一種不平衡電網(wǎng)電壓條件下的直線感應電機控制方法，主要包括整流部分、逆變器控制策略部分、軟硬件平臺部分；其中整流部分采用了不平衡電網(wǎng)電壓條件下的PWM整流器功率諧振補償控制策略；逆變器控制策略部分采用了直線感應電機動態(tài)邊端效應補償法、模糊PI矢量控制法、改進的SVPWM算法；軟硬件平臺部分采用了基于LabVIEW的串口通信控制系統(tǒng)。本發(fā)明將不平衡電網(wǎng)電壓條件下的PWM整流器功率諧振補償控制策略、直線感應電機動態(tài)邊端效應補償法、模糊PI矢量控制法、改進的SVPWM算法、基于LabVIEW的串口通信控制系統(tǒng)結(jié)合在一起，提高了不平衡電網(wǎng)電壓條件下的直線感應電機的運行性能和可控制性。
【專利說明】—種不平衡電網(wǎng)電壓條件下的直線感應電機控制方法
【技術領域】
[0001]本發(fā)明涉及一種不平衡電網(wǎng)電壓條件下的直線感應電機控制方法，屬于電工技術。
【背景技術】
[0002]直線感應電機具有造價低、振動小、噪聲低、爬坡能力強、牽引性能優(yōu)越、通過曲線半徑小、能耗低、污染小、安全性能高等優(yōu)點，通過對直線感應電機進行驅(qū)動控制可以使其在日常中扮演重要角色。
[0003]現(xiàn)在的應用于直線感應電機調(diào)速的三相電壓型PWM整流器，由于大功率單相負載的接入、單相負荷在三相系統(tǒng)中的不均衡分配以及單相負載用電的隨機性等因素，會造成電網(wǎng)三相電壓不平衡，在電網(wǎng)三相電壓不平衡的條件下，采用傳統(tǒng)矢量控制策略的三相電壓型PWM整流器的輸出功率將出現(xiàn)二次諧波，嚴重影響整流器的輸出品質(zhì)；傳統(tǒng)的直線感應電機控制系統(tǒng)并沒有考慮到補償動態(tài)縱向邊端效應引起的推力的衰減；傳統(tǒng)的直線感應電機中使用的PI調(diào)節(jié)器有著調(diào)節(jié)速度不夠快，魯棒性不夠好的缺點；傳統(tǒng)的SVPWM技術有著算法結(jié)構比較復雜的缺點；單純用DSP進行電機控制有著可視化程度不高應用性不強的特點。
[0004]現(xiàn)在工程上采用的直線感應電機控制策略在要求不高的場合下可以實行有效的控制，但對于不平衡電網(wǎng)條件下、高調(diào)節(jié)速度和良好的魯棒性以及可視化等方面?zhèn)鹘y(tǒng)的直線感應電機控制策就不能夠滿足要求了。因此，發(fā)明一種更高性能的直線感應電機控制系統(tǒng)成為亟需解決的課題。
【發(fā)明內(nèi)容】
[0005]發(fā)明目的:為了克服現(xiàn)有技術中存在的不足，本發(fā)明提供一種不平衡電網(wǎng)電壓條件下的直線感應電機控制方法，以有效地提高系統(tǒng)的調(diào)節(jié)速度和魯棒性。
[0006]技術方案:為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用的技術方案為:
[0007]一種不平衡電網(wǎng)電壓條件下的直線感應電機控制方法，整流器控制模塊采用不平衡電網(wǎng)電壓條件下的PWM整流器功率諧振補償控制策略，逆變器控制模塊采用直線感應電機動態(tài)邊端效應補償法、模糊PI矢量控制法和改進的SVPWM算法相結(jié)合的控制策略，同時整流器控制模塊和逆變器控制模塊的軟硬件控制平臺采用基于LabVIEW的串口通信控制系統(tǒng)，以有效提高系統(tǒng)的調(diào)節(jié)速度和魯棒性；具體包括如下步驟:
[0008](I)不平衡電網(wǎng)電壓條件下的PWM整流器功率諧振補償控制策略:首先通過三相電壓和三相電流計算出實時功率值，包括瞬時有功功率和瞬時無功功率；然后將得到的實時功率值與功率2倍頻參考值進行比較，經(jīng)PR控制器后得到諧振補償參考電壓；最后將諧振補償參考電壓與矢量控制得到的參考電壓進行合成，得到整流器參考電壓；
[0009](2)直線感應電機動態(tài)邊端效應補償法:在同步速坐標系dqO下，將次級磁鏈定向于d軸，列出直線感應電機的微分方程，再用直軸勵磁回路的串聯(lián)電阻來模擬動態(tài)縱向邊端效應引起的損耗和去磁作用，最后對推力衰減進行補償；
[0010](3)模糊PI矢量控制法:將模糊控制調(diào)節(jié)和PI調(diào)節(jié)相結(jié)合以實現(xiàn)動、靜態(tài)性能的平衡；矢量通過推力與次級磁鏈解耦控制，使次級磁鏈跟隨其參考值保持不變，而推力跟隨推力指令；磁鏈調(diào)節(jié)器采用普通PI調(diào)節(jié)；推力調(diào)節(jié)器采用模糊與PI相結(jié)合的模糊PI調(diào)節(jié)，該模糊PI調(diào)節(jié)器將PI調(diào)節(jié)器中的比例環(huán)節(jié)用模糊調(diào)節(jié)器代替，模糊調(diào)節(jié)器為單輸入單輸出、解模糊化的方法為重心法，模糊PI調(diào)節(jié)器的輸入為給定電機轉(zhuǎn)速和反饋速度之差Δ ?r、輸出為推力指4廠
[0011](4)改進的SVP畫算法:改進的SVPWM算法包括扇區(qū)模塊A、基礎矢量作用時間模塊、三相時間比較模塊和調(diào)制模塊四部分；三相信號經(jīng)過坐標變換正交信號X軸分量Ua、y軸分量Ue同時輸入到扇區(qū)模塊A和基礎矢量作用時間模塊，經(jīng)扇區(qū)模塊A確定出合成矢量Uref所在扇區(qū)值A ;基礎矢量作用時間模塊結(jié)合扇區(qū)值A和正交信號Ua、Ue，確定出不同扇區(qū)中相鄰兩個基礎矢量的作用時間值h和t2 ;將h和t2輸入到三相時間比較模塊，以確定出三相時間比較值Ta、Tb和T。；將Ta、Tb和T。輸入到調(diào)制模塊，與給定的載波相比較以生產(chǎn)磁鏈PWM脈沖波；
[0012](5)基于LabVIEW的串口通信控制系統(tǒng):硬件采用串行通信設計，上位機與DSP控制系統(tǒng)的通信方式采用RS232全雙工模式、異步傳輸，利用LabVIEW-VISA控件實現(xiàn)串口通?目。
[0013]所述步驟(1)具體包括如下步驟:
[0014](11)采集電網(wǎng)的三相電壓uga, ugb, Uge和三相電流iga, igb, ig。,通過鎖相環(huán)計算出電網(wǎng)電壓角度Θ ;
[0015](12)將三相電壓uga, ugb, Ugc和三相電流iga, igb, igc進行abc/dq坐標變換，得到三相電壓和三相電流的直軸分量和交軸分量ugd, ugq, igd, iM,再由直軸分量和交軸分量ugd, ugq, igd, igq計算出瞬時有功功率Pg和瞬時無功功率Qg ；
【權利要求】
1.一種不平衡電網(wǎng)電壓條件下的直線感應電機控制方法，其特征在于:整流器控制模塊采用不平衡電網(wǎng)電壓條件下的PWM整流器功率諧振補償控制策略，逆變器控制模塊采用直線感應電機動態(tài)邊端效應補償法、模糊PI矢量控制法和改進的SVPWM算法相結(jié)合的控制策略，同時整流器控制模塊和逆變器控制模塊的軟硬件控制平臺采用基于LabVIEW的串口通信控制系統(tǒng)；具體包括如下步驟: (1)不平衡電網(wǎng)電壓條件下的PWM整流器功率諧振補償控制策略:首先通過三相電壓和三相電流計算出實時功率值，包括瞬時有功功率和瞬時無功功率；然后將得到的實時功率值與功率2倍頻參考值進行比較，經(jīng)PR控制器后得到諧振補償參考電壓；最后將諧振補償參考電壓與矢量控制得到的參考電壓進行合成，得到整流器參考電壓； (2)直線感應電機動態(tài)邊端效應補償法:在同步速坐標系dqO下，將次級磁鏈定向于d軸，列出直線感應電機的微分方程，再用直軸勵磁回路的串聯(lián)電阻來模擬動態(tài)縱向邊端效應引起的損耗和去磁作用，最后對推力衰減進行補償； (3)模糊PI矢量控制法:將模糊控制調(diào)節(jié)和PI調(diào)節(jié)相結(jié)合以實現(xiàn)動、靜態(tài)性能的平衡；矢量通過推力與次級磁鏈解耦控制，使次級磁鏈跟隨其參考值保持不變，而推力跟隨推力指令；磁鏈調(diào)節(jié)器采用普通PI調(diào)節(jié)；推力調(diào)節(jié)器采用模糊與PI相結(jié)合的模糊PI調(diào)節(jié)，該模糊PI調(diào)節(jié)器將PI調(diào)節(jié)器中的比例環(huán)節(jié)用模糊調(diào)節(jié)器代替，模糊調(diào)節(jié)器為單輸入單輸出、解模糊化的方法為重心法，模糊PI調(diào)節(jié)器的輸入為給定電機轉(zhuǎn)速和反饋速度之差Λ ωρ輸出為推力指 (4)改進的SVPWM算法:改進的SVPWM算法包括扇區(qū)模塊Α、基礎矢量作用時間模塊、三相時間比較模塊和調(diào)制模塊四部分；三相信號經(jīng)過坐標變換正交信號X軸分量Ua、y軸分量Ue同時輸入到扇區(qū)模塊A和基礎矢量作用時間模塊，經(jīng)扇區(qū)模塊A確定出合成矢量Uref所在扇區(qū)值A ;基礎矢量作用時間模塊結(jié)合扇區(qū)值A和正交信號Ua、Ue，確定出不同扇區(qū)中相鄰兩個基礎矢量的作用時間值h和t2 ;將&和t2輸入到三相時間比較模塊，以確定出三相時間比較值Ta、Tb和T。；將Ta、Tb和T。輸入到調(diào)制模塊，與給定的載波相比較以生產(chǎn)磁鏈PWM脈沖波； (5)基于LabVIEW的串口通信控制系統(tǒng):硬件采用串行通信設計，上位機與DSP控制系統(tǒng)的通信方式采用RS232全雙工模式、異步傳輸，利用LabVIEW-VISA控件實現(xiàn)串口通信。
2.根據(jù)權利要求1所述的不平衡電網(wǎng)電壓條件下的直線感應電機控制方法，其特征在于:所述步驟(I)具體包括如下步驟: (11)采集電網(wǎng)的三相電壓和三相電流，通過鎖相環(huán)計算出電網(wǎng)電壓角度Θ； (12)將三相電壓和三相電流進行abc/dq坐標變換，得到三相電壓和三相電流的直軸分量和交軸分量，再由直軸分量和交軸分量計算出瞬時有功功率和瞬時無功功率； (13)將得到的實時功率值與功率2倍頻參考值進行比較，經(jīng)PR控制器后得到兩個諧振補償參考電壓； (14)將諧振補償參考電壓與矢量控制得到的參考電壓經(jīng)過dq/αβ坐標變換得到整流器參考電壓，經(jīng)限幅和支持向量機調(diào)制后輸出。
3.根據(jù)權利要求1所述的不平衡電網(wǎng)電壓條件下的直線感應電機控制方法，其特征在于:所述步驟(2)中的直線感應電機動態(tài)邊端效應補償法，具體為: 在同步速坐標系dqO下，將次級磁鏈定向于d軸，直線感應電機的微分方程為:
Uds = RsIds+Rrf (Q) (ids+idr) +P Ψ ds- ω ! Ψ qs
Uqs = Rsiqs+P Vqs+wI^ds
0 = Rridr+Rrf (Q) (ids+idr) +p Ψ dr
0 = Rriqr+
Vds= (Ls-Lmf(Q))ids+Lm(l-f(Q))idr
ψ =Li +L i Y qsqs m qr
Vdr= (Lr-Lmf(Q))idr+Lm(l-f(Q))ids
0— Lriqr+Lmiqs
Fe = kf iydriqs_kfkeidsiqs
dv _ Fe-Fload
dt — M 其中: Q = ^,f (Q)=1-^ ZvVQ ω =Q1-QiV = τω/ji sI r， vr/
Ls — Lm+Ls o, Lr — Lm+Lr 0 kk _?π /(O) 、2r L1-LJ(Q) ' e Lr 1-/.(0 其中:ids，iqs, idr, 分別為初級直軸電流、初級交軸電流、次級直軸電流、次級交軸電流，Rs, Rr, Lso, Lro, Lm, uds, uqs, ￥ds, ￥qs, ￥dr, 分別為初級電阻、次級電阻、初級漏感、次級漏感、初次級間互感、初級直軸電壓、初級交軸電壓、初級直軸磁鏈、初級交軸磁鏈、次級直軸磁鏈、次級交軸磁鏈，P為微分算子，V為電機速度，O1為初級電角速度，為次級電角速度，M為電機質(zhì)量，D為電機有效長度，τ為電機極距，F(xiàn)ltjadS負載； 用直軸勵磁回路的串聯(lián)電阻Rrf(Q) &Lm(l-f (Q))來分別模擬動態(tài)縱向邊端效應引起的損耗和去磁作用； 對推力衰減進行補償。
4.根據(jù)權利要求1所述的不平衡電網(wǎng)電壓條件下的直線感應電機控制方法，其特征在于:所述步驟(3)中，模糊PI調(diào)節(jié)器中使用的模糊調(diào)節(jié)器為單輸入單輸出類型的，輸入與輸出之間的模糊推理規(guī)則如下表所示: 模糊控制規(guī)則
輸入 |NB~[m~[NS~fo fps~f?~[PB
NB~NM~NS~O PS~PM~PB 其中:NB表示負大，匪表示負中；NS表示負小，O表示零，PS表示正小，PM表示正中，PB表示正大。
5.根據(jù)權利要求1所述的不平衡電網(wǎng)電壓條件下的直線感應電機控制方法，其特征在于:所述步驟(4)具體包括如下步驟:(41)確定扇區(qū)值A:SUa、Ue為合成矢量Uref某一時刻在x-y坐標軸上的正交分解量，令B1, B2, B3為3個中間變量，使得:
B1 = Ua
B2 = Ua sin (/3) -U0 sin (/6)
B3 = -Ua sin ( π/3)-U0 sin ( π/6) 令Μ、N、P為3個邏輯變量，使得: 如B1X),則M = I ;否則M = O 如B2>0，則N = I ;否則N = O 如B3>0，則P = I ;否則P = O 扇區(qū)值A的確定方式如下:MNP為001時，扇區(qū)值A為IV ;MNP為010時，扇區(qū)值A為VI ;MNP為011時，扇區(qū)值A為V ;MNP為100時，扇區(qū)值A為II ;MNP為101時，扇區(qū)值A為III ;MNP為110時，扇區(qū)值A為I ; (42)確定出不同扇區(qū)中相鄰兩個基礎矢量的作用時間值&和12:將某一扇區(qū)中兩個相鄰基礎矢量的作用時間值定義為h和t2，則有:
其中:ti和t2分別為基礎矢量仏和U6的作用時間，h和t7為零矢量的作用時間，相鄰兩個基礎矢量作用時間的比例系數(shù)，Tpwm為載波周期，Ud。為逆變器輸入端的直流電壓山和t2與扇區(qū)值A的關系如下:
(43)由扇區(qū)模塊A和基礎矢量作用時間模塊確定出某一扇區(qū)中h和t2的值后，在此基礎上由三相時間比較模塊確定出每相所對應的時間比較值Ta、Tb和T。，令中間變量分別為 T讓、Tbon 和 Tcon,由 PWM 調(diào)制原理可得 Taon = (Tpwm-Vt2) /4、Tbon = T賄+t/4 和 Tcon =Tbon+t2/2 ;不同扇區(qū)對應的比較值Ta、Tb和T。如下: 扇區(qū)I的比較值Ta、Tb和T。分別為T_、Tbon和τ_ ； 扇區(qū)II的比較值Ta、Tb和T。分別為Tbm、Taon和τ_ ； 扇區(qū)III的比較值Ta、Tb和Tc分別為Tcon, Taon和Tbon ； 扇區(qū)IV的比較值Ta、Tb和Tc分別為Tcon, Tbon和Taon ； 扇區(qū)V的比較值Ta、Tb和T。分別為Tbm、Tcon和τ_ ； 扇區(qū)VI的比較值Ta、Tb和T。分別為T_、Tcon和Tbm ； (44)將Ta、Tb和T。輸入到調(diào)制模塊，與給定的載波相比較以生產(chǎn)磁鏈PWM脈沖波。
【文檔編號】H02P21/00GK104167967SQ201410439242
【公開日】2014年11月26日 申請日期:2014年8月29日 優(yōu)先權日:2014年8月29日
【發(fā)明者】胡敏強, 徐鳴飛, 余海濤, 黃磊 申請人:東南大學