專利名稱：射頻可變?cè)鲆娣糯笃鞯闹谱鞣椒?br> 技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種放大器，特別是涉及一種可變?cè)鲆娣糯笃鳌?
背景技術(shù)：
寬帶碼分多址(wideband code division multiple access, WCDMA)技 術(shù)的挑戰(zhàn)在于需要一個(gè)超過74分貝(dB)增益調(diào)整范圍的準(zhǔn)確的線性對(duì)分貝 (linear-to-dB)增益控制。圖la、 lb所示為一般寬帶碼分多址發(fā)射機(jī)常用 的兩種系統(tǒng)架構(gòu)直接轉(zhuǎn)換模式100,兩階轉(zhuǎn)換模式150。相對(duì)于兩階轉(zhuǎn)換 模式150，直接轉(zhuǎn)換模式100對(duì)于旁帶抑制(sideband rejection)和省電的 觀點(diǎn)提供較好的解決方法?；觳ㄆ鞯妮敵霭ㄓ@得的信號(hào)和不欲獲得的旁 帶信號(hào)。然而，對(duì)于提高準(zhǔn)確性和拓寬調(diào)整范圍的增益控制需求，阻礙了直 接轉(zhuǎn)換模式的普及性。考慮圖la中的直接轉(zhuǎn)換模式IOO，其可提供一90分 貝的增益控制范圍。由基頻可變?cè)鲆娴屯V波器102來接收IQ基頻輸入， 藉由局部振蕩器(Local Oscillator, L0)所產(chǎn)生的射頻信號(hào)在射頻調(diào)制混波 器104、 106進(jìn)行調(diào)制后，通過射頻可變?cè)鲆娣糯笃?RF variable gain amplifier, RFVGA)108。通常由IQ基頻低通濾波器102和射頻可變?cè)鲆娣?大器108兩者來共同分?jǐn)傇鲆婵刂啤Ｓ捎谑芟抻诮M件隔離效應(yīng)(isolation), 射頻可變?cè)鲆娣糯笃?08的最大增益控制范圍約為30分貝。因此，至少有 60分貝的增益控制必須被分配給低通濾波器102。為了在最小增益設(shè)定達(dá)到 -20dBc (相對(duì)于載波的分貝)載波電平，IQ混波器106需要非常精確的局部振 蕩器的信號(hào)泄漏(leakage)要求，即局部振蕩器必須擁有至少80分貝的局部
振蕩器抑制。可使用載波泄漏校準(zhǔn)技術(shù)以達(dá)到所述的要求，然而大多數(shù)的載 波泄漏校準(zhǔn)技術(shù)需要非常精準(zhǔn)且靈敏的射頻檢測(cè)器(detector)和復(fù)雜的數(shù) 字信號(hào)處理器(digital signal processor, DSP), -使得直接轉(zhuǎn)換模式較不 4皮大眾接受。
圖lb示出了傳統(tǒng)的中頻可變?cè)鲆娣糯笃?intermediate frequency variable gain amplifier, IF VGA),其可纟是供額外的增益控制和較精準(zhǔn)的 增益調(diào)控，來減少IQ低通濾波器的高增益控制。此外，藉由外部的濾波也 可解決局部振蕩器信號(hào)泄漏的問題。如圖lb所示，由基頻可變?cè)鲆娴屯V 波器154來接收IQ基頻輸入，藉由局部振蕩器所產(chǎn)生的中頻信號(hào)在IF調(diào)制 混波器156、 158進(jìn)行調(diào)制，然后通過中頻可變?cè)鲆娣糯笃?60。接著，負(fù)責(zé) 上轉(zhuǎn)換射頻信號(hào)的混波器162開始對(duì)混有射頻的第一階信號(hào)進(jìn)行第二階的轉(zhuǎn) 換，然后第二階轉(zhuǎn)換信號(hào)通過射頻可變?cè)鲆娣糯笃?64。圖2示出了 IQ基頻 輸入信號(hào)分別在射頻混波器162之前后的節(jié)點(diǎn)X與節(jié)點(diǎn)Y的示意圖，其中， 標(biāo)號(hào)202所指示的箭頭代表載波，標(biāo)號(hào)204所指示的三角形代表信號(hào)，而標(biāo) 號(hào)206所指示的梯形代表表面聲波放大器(SAW filter)。在中頻可變?cè)鲆娣?大器之后的X節(jié)點(diǎn)，信號(hào)204和載波202的比例取決于放大器的增益，而且 在通過中頻混波器162之后，局部振蕩器的中頻信號(hào)的抑制維持相同的衰減 量。由于局部振蕩器的信號(hào)抑制代表信號(hào)和載波泄漏的差異，而射頻混波器 162之后的射頻可變?cè)鲆娣糯笃鲗?duì)信號(hào)和栽波泄漏均衰減相同的量，所以會(huì) 維持相同的局部振蕩器的信號(hào)抑制。例如可變?cè)鲆娣糯笃髟鲆?-lOdB， 信號(hào)-10dBm，載波^10犯m;
無可變?cè)鲆娣糯笃骶植空袷幤鞯男盘?hào)抑制^OdBm-(-10dBm，載波卜20dB 可變?cè)鲆娣糯笃髦镁植空袷幤鞯男盘?hào)抑制=1 OdBm-lOdB (受到可變?cè)鲆娣?于混波器之前 大器影響)-(-10dBm,載波)-10dBm
可變?cè)鲆娣糯笃髦镁植空袷幤鞯男盘?hào)抑制-lOdBm-lOdB(受到可變?cè)鲆娣?于混波器之后 大器影響)-[(-10dBm,載波)-10dB(受到可變?cè)鲆娣糯?br> 器影響)]-20dB
因?yàn)樾盘?hào)和載波都被可變?cè)鲆娣糯笃魉p，可變?cè)鲆娣糯笃髦糜诨觳ㄆ?之后的結(jié)果與無可變?cè)鲆娣糯笃鞯那闆r相同。
射頻混波器162采用一用以分離中頻信號(hào)IF的局部振蕩器產(chǎn)生的射頻 LO信號(hào)，假如混波器的頻率為中頻信號(hào)IF的頻率，則射頻混波器162輸出 將為L(zhǎng)0 +IF和LO-IF。選用足夠頻寬的中頻信號(hào)IF(例如400MHz)，可在 功率放大器之前使用外部的表面聲波放大器移除射頻LO信號(hào)。所有的增益 控制可分配給中頻可變?cè)鲆娣糯笃?，但是需要射頻驅(qū)動(dòng)器來得到低噪聲性
能。因此，在實(shí)際應(yīng)用上，要調(diào)整橫跨3級(jí)(低通濾波器、中頻可變?cè)鲆娣?大器和射頻可變?cè)鲆娣糯笃?的可變?cè)鲆娣峙涫窍喈?dāng)困難的。
另外兩種常用的可變?cè)鲆嫱貥憬Y(jié)構(gòu)(topologies)為跨導(dǎo)線性 (translinear)單元(圖3)和電流引導(dǎo)(current steering)電路(圖4)。然而， 這兩種拓樸結(jié)構(gòu)在高頻隔離方面的性能較差。當(dāng)放大器的可變?cè)鲆嬲{(diào)整范圍 為90分貝時(shí)，隔離是一個(gè)重要的考慮。因此，至少90分貝的隔離對(duì)于發(fā)射 機(jī)整體電路而言是必要的。典型高頻裝置的反向隔離(reverse isolation) 約30分貝，由于所述隔離條件的限制，使得在高頻電路中應(yīng)用圖3、 4電路 的機(jī)會(huì)不大。
因此，本發(fā)明主要針對(duì)射頻可變?cè)鲆娣糯笃?，在不增加隔離問題之下， 能得到精準(zhǔn)的線性增益調(diào)整范圍。

發(fā)明內(nèi)容
有鑒于此，本發(fā)明提供一種互補(bǔ)式金屬氧化物半導(dǎo)體的射頻可變?cè)鲆娣?大器，其具有擴(kuò)大的線性調(diào)整范圍?？勺?cè)鲆娣糯笃魇褂糜蓛纱w管和 兩增益晶體管所組成的寬振幅串迭鏡，且所述增益晶體管工作在飽和區(qū)。所 述兩串迭晶體管的電流彼此追隨，且所述兩增益晶體管的電流彼此追隨。
在本發(fā)明一實(shí)施例中，提供具有一線性調(diào)整增益的放大器電路。放大器 包括一第一增益晶體管、 一第二增益晶體管、 一電流鏡電路、 一第一串迭晶 體管，和一第二串迭晶體管。所述第一增益晶體管包括一柵極端、 一第一端 以及一第二端。所述第二增益晶體管包括一柵極端、 一第一端以及一第二端。 所述電流鏡電路用以接收一控制電流當(dāng)作輸入，且輸出一第一參考電流至所 述第 一增益晶體管，以控制所述第一增益晶體管的所述柵極端與所述第一增 益晶體管的所述第一端之間的電壓差。所述電流鏡電路還用以輸出一第二參 考電流至所述第二增益晶體管，以控制所述第二增益晶體管的所述柵極端與 所述第二增益晶體管的所述第一端之間的電壓差。所述第一串迭晶體管包括 一第一端和一第二端。所述第一串迭晶體管在所述第二端產(chǎn)生一第一輸出電 流，所述第一串迭晶體管的所述第一端耦接于所述第一增益晶體管的所述第 二端。所述第二串迭晶體管包括一第一端和一第二端。所述第二串迭晶體管 在所述第二端產(chǎn)生一第二輸出電流，所述第二串迭晶體管的所述第一端耦接 于所述第二增益晶體管的所述第二端。所述第一輸出電流和所述第二輸出電
流為依據(jù)所述線性調(diào)整增益的控制電流的函數(shù)。
在本發(fā)明另一實(shí)施例中，提供一種射頻可變?cè)鲆娣糯笃麟娐?，能線性控 制 一輸出增益電流。所述射頻可變?cè)鲆娣糯笃靼ㄒ痪€性電壓對(duì)電流轉(zhuǎn)換
器，用以線性轉(zhuǎn)換一控制電壓成一分貝電流； 一電流控制電路，用以分割所 述分貝電流成一第一控制電流以及一第二控制電流；以及一放大器電路，用 以根據(jù)所述第 一控制電流以及所述第二控制電流輸出所述輸出增益電流。所 述分貝電流以及所述控制電壓為線性比例，且所述分貝電流等于所述第一控 制電流以及所述第二控制電流的 一差異。
再者，在本發(fā)明另一實(shí)施例中提供一種方法，用以線性控制一輸出增益 電流。所述方法的步驟包括線性轉(zhuǎn)換一控制電壓成一分貝電流、轉(zhuǎn)變所述分 貝電流成一第一控制電流以及一第二控制電流，以及根據(jù)所述差異，輸出所 述輸出增益電流。所述分貝電流以及所述控制電壓為線性比例，且所述分貝 電流等于所述第 一控制電流以及所述第二控制電流的 一差異。


圖la示出了一階寬帶碼分多址發(fā)射機(jī)架構(gòu)。
圖lb示出了兩階寬帶碼分多址發(fā)射機(jī)架構(gòu)。
圖2示出了兩階寬帶碼分多址發(fā)射機(jī)中不同節(jié)點(diǎn)的信號(hào)。
圖3示出了跨導(dǎo)線性架構(gòu)。
圖4示出了電流引導(dǎo)架構(gòu)。
圖5示出了射頻信號(hào)可變?cè)鲆婵刂品綁K圖。
圖6示出了增益和控制電流的關(guān)系圖。
圖7示出了理想增益控制和非理想增益控制的增益控制比較圖。 圖8示出了根據(jù)本發(fā)明一實(shí)施例的射頻可變?cè)鲆娣糯笃骷軜?gòu)。 圖9示出了在不同溫度和制造過程下，射頻可變?cè)鲆娣糯笃鞯膅m對(duì)I"rl 關(guān)系圖。
圖10示出了根據(jù)本發(fā)明另一實(shí)施例的射頻可變?cè)鲆娣糯笃骷軜?gòu)。
圖11示出了本發(fā)明兩實(shí)施例的gm對(duì)I"r,關(guān)系圖。
圖12示出了線性對(duì)分貝的電壓對(duì)電流轉(zhuǎn)換器。
圖13示出了使用電流倍增和與絕對(duì)溫度成比例的電路的溫度補(bǔ)償電路。 圖14示出了具有溫度補(bǔ)償?shù)木€性對(duì)分貝的電壓對(duì)電流轉(zhuǎn)換器。
附圖符號(hào)說明 100-直接轉(zhuǎn)換模式架構(gòu)
102 -基頻可變?cè)鲆娴屯V波器
104、 106-射頻調(diào)制混波器
108-射頻可變?cè)鲆娣糯笃?br> 150 兩階轉(zhuǎn)換^^莫式架構(gòu)
154 ~基頻可變?cè)鲆娴屯V波器
156、 158 ~中頻調(diào)制混波器
160~中頻可變?cè)鲆娣糯笃?br> 162-射頻上轉(zhuǎn)換混波器
164-射頻可變?cè)鲆娣糯笃?br> 202 ~載波
204 ~信號(hào)
502 -第一放大器
504 -第二放大器
506 ~線性電壓對(duì)電流轉(zhuǎn)換器
Cl、 C2 ~電容
I"r,p 第一控制電流 1^101~第二控制電流
IdB~分貝電流 10咖~第一輸出電流 I。UtP~第二輸出電流 Uf、 1^~參考電流
Ml、 M2-增益晶體管
M3、 M4 ~串迭晶體管
M5 第一鏡射晶體管
M6 第二鏡射晶體管
M7 第三鏡射晶體管
M8 參考晶體管
Mll、 M22 — PMOS
0P1、 0P2、 0P3 運(yùn)算放大器 Ql、 Q2 VNPN晶體管 Rl、 R2、 R 、 R22~電阻 R, 參考電阻
Vctrl ~控制電壓
V,叩 第一輸入電壓
V， 第二輸入電壓
具體實(shí)施例方式
為使本發(fā)明的所述和其它目的、特征、和優(yōu)點(diǎn)能更明顯易懂，下文特舉 出較佳實(shí)施例，并結(jié)合附圖詳細(xì)說明如下。 實(shí)施例
本發(fā)明介紹一種互補(bǔ)式金屬氧化物半導(dǎo)體的射頻可變?cè)鲆娣糯笃鳎稍?2GHz提供精準(zhǔn)的線性增益控制范圍，且不受溫度變化影響。射頻可變?cè)鲆娣?大器主要由三種電路組成操作在2GHz且提供超過65分貝增益調(diào)整范圍(允 許15分貝工藝范圍(process margin))的核心可變?cè)鲆妗肺拇笃麟娐穯卧?、拔?供控制電流來調(diào)整核心可變?cè)鲆娣糯笃鲉卧木€性電流控制電路，和具有線 性對(duì)分貝特性的電壓對(duì)電流轉(zhuǎn)換器(liner-in-dB voltage-to-current converter, LDB)。互補(bǔ)式金屬氧化物半導(dǎo)體的射頻可變?cè)鲆娣糯笃麟娐房?使用垂直雙極性晶體管(vertical bipolar transistor)作為寬帶碼分多址 技術(shù)的應(yīng)用，而輕易實(shí)現(xiàn)線性對(duì)分貝函數(shù)的功能，再者，由于射頻可變?cè)鲆?放大器位于混波器階段之后，因此可直接使用直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)。
圖5示出了射頻可變?cè)鲆娣糯笃鞯目偡綁K圖，其中線性轉(zhuǎn)換器506接收 一控制電壓和一參考電流，并輸出一分貝電流(decibel current)。通過線 性函數(shù)的轉(zhuǎn)換特性，將控制電壓線性地變換成分貝電流。分貝電流輸入至電 流控制電路，且電流控制電路產(chǎn)生兩控制電流。轉(zhuǎn)換分貝電流并分割成兩控 制電流；分貝電流是參考電流和控制電壓的一函數(shù)。兩控制電流分別被輸入 至兩放大器502、 504。放大器502、 504分別接收兩輸入電壓和一控制電流， 并輸出兩輸出電流。圖8及圖IO示出了放大器502、 504的詳細(xì)說明。藉由 并聯(lián)兩相同放大器502、 504，射頻可變?cè)鲆娣糯笃鞑恍枰揽垦b置反向隔離即 可提供必要的隔離。在射頻應(yīng)用上，使用負(fù)差動(dòng)對(duì)應(yīng)(negative differential
counterpart),讓任一前々責(zé)(feed-forward)信號(hào)在輸出4皮4氐消是可實(shí)4亍的。 根據(jù)此拓樸，射頻可變?cè)鲆娣糯笃鞯妮敵鰹?br> <formula>formula see original document page 11</formula> (1)
兩放大器502、 504的跨導(dǎo)分別為g^和g^， gm為電流函數(shù)。 就隔離而言，圖5示出了本發(fā)明的電路拓樸優(yōu)于跨導(dǎo)線性單元(圖3)和 電流引導(dǎo)電路(圖4)。無論如何，本發(fā)明所提及的射頻可變?cè)鲆娣糯笃鞑恍?依靠裝置反向隔離即可提供必要的隔離。有人認(rèn)為任一前饋信號(hào)可在輸出被 負(fù)差動(dòng)對(duì)應(yīng)大量地抵消，然而基于(a)輸入信號(hào)并非絕對(duì)完美地差動(dòng)，以及 (b)電路裝置的反向隔絕取決于偏壓(bias)的兩個(gè)理由，差動(dòng)泄漏信號(hào)無法 完全被抵消。然而，相對(duì)于其它兩種電路拓樸(圖3、圖4),本發(fā)明所4皮露 的電路拓樸能提供較佳的隔離性能。
由方程式(l)得知，射頻可變?cè)鲆娣糯笃鞲鶕?jù)兩放大器之間的gm差異執(zhí)
行增益控制。然而，與雙極性晶體管不同，金屬氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管
(metal-oxide semiconductor field-effect transistor, M0SFET)的gm是 由平方律(square law)決定
<formula>formula see original document page 11</formula> (2)
其中，kp為一常數(shù)
<formula>formula see original document page 11</formula> (3)
其中，ILU為移動(dòng)率，C。x為每單位面積的柵極氧化(gate oxide)電容， 而W/L為M0SFET的寬長(zhǎng)比?？刂齐娏鱀 I"由為:
<formula>formula see original document page 11</formula> (4)
最大及最小增益發(fā)生在
4* = 4;Cm=o (最大增益)
"=Z油=(最小增益)
圖6示出了增益與控制電流的關(guān)系曲線。為了達(dá)到線性增益，gm對(duì)I必
須是線性關(guān)系以控制增益。假如可變?cè)鲆娣糯笃魇怯煞匠淌?1) 、 (2)所構(gòu)成，
而非使用gm與電流為線性比例的雙極性晶體管，將導(dǎo)致其平方根關(guān)系具有如
圖7所示的增益控制偏差。在圖7中，可用線性控制范圍約為對(duì)應(yīng)于50%增 益處的70%。因此，可用線性控制范圍減少30%，且浪費(fèi)一半的增益。然 而，由于在射頻信號(hào)放大部份浪費(fèi)許多增益而造成不被接受的高耗電量，其
不適合使用于移動(dòng)式射頻電路。
使用電流鏡(current mirror)偏壓架構(gòu)可解決可用增益和調(diào)整范圍減少 的問題。圖8示出了串迭放大器，其中M1、 M2為增益晶體管，M3、 M4為串 迭晶體管，M5為接成二極管形式的金屬氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管(M0SFET) 且提供鏡射參考電流給晶體管M1、 M2。晶體管M3、 M4分別與晶體管M1、 M2 構(gòu)成串迭架構(gòu)。晶體管Ml和M2的柵極分別經(jīng)由電阻R2及R1連接到晶體管 M5。晶體管M1和M2也分別經(jīng)由電容C1及C2連接到V—和V一電阻R1和 R2為交流電路部分(AC block),而電容Cl和C2為直流電路部分(DC block)。 從圖8中的X點(diǎn)經(jīng)由直流和交流透視看到接成二極管形式的晶體管M5阻抗 為<formula>formula see original document page 12</formula>
其中，V是介于晶體管M5中柵極和源極的電壓，而Lu,可用V來表 示為<formula>formula see original document page 12</formula>(6)
其中，V"為晶體管M5的臨界電壓(threshold voltage)。由于Ictrl， Vss5
的靈敏度為<formula>formula see original document page 12</formula> (7)
假如kp趨近于無限大，則Vgs5可視為常數(shù)。由方程式(5)得到gm對(duì)I線
性關(guān)系為
gm5=VcW (8)
其中，k為常數(shù)1/Vgs5。假如晶體管Ml、 M2與M5追隨，則增益晶體管 Ml和M2的g^為
<formula>formula see original document page 12</formula>(9)
其中，n為晶體管Ml、 M2與M5之間的手指比例(finger ratio)lt。手 指比例對(duì)應(yīng)尺寸比例，換言之，金屬氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管的尺寸可表 示為nx(W/L)。當(dāng)兩晶體管彼此追隨(track),假如第一晶體管的寬度對(duì)長(zhǎng) 度比為第二晶體管的寬度對(duì)長(zhǎng)度比的五倍，則第 一 晶體管的電流為第二晶體 管的電流的五倍。為了滿足kp趨近于無限大的假設(shè)，可選用具有大寬度對(duì)長(zhǎng) 度比例、最小柵極長(zhǎng)度L^和薄柵極氧化(大C。x)的晶體管作為組成增益晶體
管的晶體管Ml及M2以達(dá)到射頻信號(hào)的增益。以上這些條件使kp增加至最大 值，而有效近似于方程式(8)的結(jié)果。圖9示出了已證實(shí)的模擬結(jié)果。
圖8所顯示的電路可增加線性控制范圍，但仍有其限制存在。圖9示出 了在溫度和工藝角落(process corners)變化下，量測(cè)晶體管M5的gm對(duì)I曲 線圖。標(biāo)號(hào)902、 904、 906分別指向各種不同工藝角落變化與溫度的曲線。
方程式(9)假設(shè)晶體管Ml、 M2與M5相互追隨。然而，由于方程式(IO)
所示的通道調(diào)制，使用L,組件進(jìn)行追隨便可能產(chǎn)生問題。 W(l +《) (10)
其中，人為與通道長(zhǎng)度成反比的通道調(diào)制指數(shù)，而Vds為漏極和源極之 間的電壓。由方程式(10)明顯得知，對(duì)短信道組件追隨而言，L與L這兩 個(gè)參數(shù)對(duì)于準(zhǔn)確的電流鏡射具有同樣的重要性。
為了使晶體管Ml、 M2與M5在V^與Vds這兩個(gè)參數(shù)上彼此追隨，放大器 可利用串迭晶體管(M3、 M4)組成如圖10所示的寬振幅串迭電流鏡。在圖10 電路中，晶體管M1和M3保持相同串迭排列，而晶體管M2和M4也保持相同 的串迭排列。另 一 串迭晶體管M6與晶體管M5組成另 一 串迭排列。晶體管M3、 M4和M6的柵極共同耦接在一起，且電連接到4妄成二極管形式的晶體管M8。 采用晶體管M6來決定晶體管M5的Vds。晶體管Ml、 M2和M5三者有相同的柵 極長(zhǎng)度與電流密度。而晶體管M3、 M4、 M6和M8四者有相同的柵極長(zhǎng)度與電 流密度。因?yàn)樽冯S的緣故，串迭晶體管M3、 M4和M6尺寸是成比例的，為了 得到Ietrl，三晶體管的Vgs也將會(huì)是相同的。只要晶體管M3、 M4、 M6和M8在 飽和區(qū)間工作，則晶體管M1、 M2和M5的Vds也會(huì)相同。晶體管M7是用來使 晶體管M6在飽和區(qū)工作，且I,xR啦定義了晶體管Ml、 M2和MS的Vds以確 保飽和運(yùn)作。在低電壓操作時(shí)，可將晶體管M8、電流1^和電阻R,移除， 而將V^直接連接到Vdd。
在圖10所示的電路中接收兩控制電流I"由和I"由以及兩輸入電壓Vinp 和Vi,并且輸出兩輸出電流1?？Ш虸。utp。其中， 一直流偏壓電流凈皮4免射到兩 增益晶體管Ml和M2。
圖11示出了寬振幅串迭偏壓優(yōu)于電流鏡偏壓的模擬結(jié)果。其中，標(biāo)號(hào) 1102所指示為電流鏡偏壓，標(biāo)號(hào)1104所指示為電流鏡偏壓的可用范圍，標(biāo) 號(hào)1106所指示為寬振幅串迭偏壓，而標(biāo)號(hào)1108所指示為寬振幅串迭偏壓的 可用范圍。串迭偏壓的可用調(diào)整范圍至少為電流鏡偏壓的五倍以上。值得注
意的是，在低控制電流Iew范圍中，因?yàn)閂ds小(晶體管M5的Ves=Vds)，所以
串迭偏壓和電流鏡偏壓的特性相同。
在圖5中，線性對(duì)分貝的電壓對(duì)電流轉(zhuǎn)換器506接收一外部輸入控制電
壓V^和輸出一對(duì)數(shù)刻度控制電流L為
<formula>formula see original document page 14</formula>(11)
其中，參數(shù)k，為轉(zhuǎn)換器的增益斜率(gain slope)。
可使用垂直NPN雙極性晶體管來產(chǎn)生指數(shù)函數(shù)，因?yàn)槠浣M成為
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其中，L為集極電流(collector current) ， Is為飽和電流，Vbe為基極-射極電壓(base emitter voltage), 而熱電壓(thermal voltage) V丁為
<formula>formula see original document page 14</formula>(13)
其中，k為波次曼常數(shù)(Boltzmann， s constant) , T代表溫度而q為單 位電荷常數(shù)(charge constant)。
圖12示出了由電流鏡拓樸所組成的轉(zhuǎn)換器。0P1、 OP2和OP3為運(yùn)算放 大器(operational amplifier) , Ql和Q2為垂直NPN晶體管，而M11和M22 為PM0S。輸出控制電流為
<formula>formula see original document page 14</formula>(14)
其中，因?yàn)檫\(yùn)算放大器0P2的輸出為模擬接地，所以AT為IaddxR22
壓降。使PM0S Mil和M22相同，貝'U"d可由V"r,/Rn決定，因此
<formula>formula see original document page 14</formula>(15)
將方程式(15)代回方程式(14)，可得
(16)<formula>formula see original document page 14</formula>
對(duì)應(yīng)到方程式(ll)
<formula>formula see original document page 14</formula>則可得參數(shù)kLDB為: 凡
<formula>formula see original document page 14</formula>(17)
復(fù)制Vctrl至運(yùn)算放大器OPl的正輸入端，且該正輸入端電連接至電阻R11;
運(yùn)算放大器0P2、 0P3為單位增益(unity gain)緩沖器，可補(bǔ)償垂直PNP晶 體管的低P值。
必須注意的是，參數(shù)k咖受到溫度影響，但是在寬帶碼分多址系統(tǒng)中， 自動(dòng)增益控制(automatic gain control, AGC)所需的參lt k咖需為不受溫度 影響的常數(shù)。將參數(shù)k咖、V^,代入方程式(16),重新表示其指數(shù)部分為
<formula>formula see original document page 15</formula>
K. K' (18) 因此，藉由Iadd與溫度成比例，可補(bǔ)償溫度相依性(temperature dependency) 。 S夸Iadd乘以與纟色只于;顯度成比侈寸(proport ional to absolute temperature, PTAT)的電流(如圖13電路所顯示)即可實(shí)現(xiàn)。此溫度補(bǔ)償電
流Iac)dT為<formula>formula see original document page 15</formula>
7恥 (19) 其中，U為與溫度無關(guān)的能隙電流(band-gap current)。圖13中的1簡(jiǎn)
為
= ^尸斑f77， (20) 其中，與溫度無關(guān)的參數(shù)kpTAT為<formula>formula see original document page 15</formula>(21)
其中，J^和L分別為晶體管Ql和Q2的電流密度。置換方程式(18)的
I add"可得<formula>formula see original document page 15</formula>
此結(jié)果表示與溫度無關(guān)。最后，溫度補(bǔ)償線性轉(zhuǎn)換器電路如圖14所示， 其參數(shù)ko)B為
—A,"G (22) 溫度補(bǔ)償線性轉(zhuǎn)換器電路的仿真結(jié)果顯示，其目標(biāo)V^調(diào)整范圍由0. 4V 到1.4V,且目標(biāo)I"n輸出由1 iuA到100juA。從溫度(TC到120°C,全部的 斜率變化(slope variation)只有2分貝(± 1分貝)。但是，假如電路操作 在4(TC以下，則變化會(huì)降低到6分貝。這是因?yàn)闇囟扔?2(TC到4(TC時(shí)，P
下降三倍以上。因此，在末端^^溫下，VGA的準(zhǔn)確性將降寸氐。
本發(fā)明雖以較佳實(shí)施例披露如上，然其并非用以限定本發(fā)明的范圍，本 領(lǐng)域的技術(shù)人員在不脫離本發(fā)明的精神和范圍之前提下可做若干的更動(dòng)與 潤(rùn)飾。雖然，本發(fā)明是采用金屬氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管來說明，但仍可
使用其它型式晶體管來實(shí)施本發(fā)明。本發(fā)明所敘述的各個(gè)晶體管，可為n型 或p型晶體管的任何一種。雖然，本發(fā)明的動(dòng)機(jī)在于針對(duì)寬帶碼分多址系統(tǒng) 計(jì)劃的發(fā)展上所面對(duì)到的問題，本領(lǐng)域的技術(shù)人可同樣應(yīng)用本發(fā)明在全域移 動(dòng)通信系統(tǒng)(Global System for Mobile communication, GSM)、無線局域 網(wǎng)絡(luò)(Wireless Local Area Network, WLAN)，和其它方面的應(yīng)用上，線性 對(duì)分貝控制對(duì)于所述領(lǐng)域?yàn)橹匾募夹g(shù)。此外，雖然于本發(fā)明及其范圍使用 特殊術(shù)語，這些術(shù)語只被用來當(dāng)作上位化以及觀念性的描述，然其并非用以 限定本發(fā)明及其范圍。雖然，本發(fā)明的要素可能被描述或主張成單數(shù)個(gè)，除 非明確指定單數(shù)的限制，否則多數(shù)是可預(yù)期的。
權(quán)利要求
1. 一種射頻可變?cè)鲆娣糯笃麟娐?，用以線性控制一輸出增益電流，包括:一線性電壓對(duì)電流轉(zhuǎn)換器，用以線性轉(zhuǎn)換一控制電壓成一分貝電流，其中，所述分貝電流以及所述控制電壓為線性比例；一電流控制電路，用以分割所述分貝電流成一第一控制電流以及一第二控制電流，其中，所述分貝電流等于所述第一控制電流以及所述第二控制電流的一差異；以及一放大器電路，用以根據(jù)所述第一控制電流以及所述第二控制電流輸出所述輸出增益電流。
2. 如權(quán)利要求1所述的射頻可變?cè)鲆娣糯笃麟娐?，還包括 一第一放大器，用以接收所述第一控制電流以及一第一輸入電壓，所述第一放大器用以根據(jù)所述差異轉(zhuǎn)換所述第一輸入電壓成一第一輸出電流；以 及一第二放大器，用以接收所述第二控制電流以及一第二輸入電壓，所述 第二放大器用以根據(jù)所述差異轉(zhuǎn)換所述第二輸入電壓成一第二輸出電流；其中，所述第一輸出電流以及所述第二輸出電流之間的差異與所述輸出 增益電流成比例。
3. 如權(quán)利要求2所述的射頻可變?cè)鲆娣糯笃麟娐?，其中?所述第一放大器還包括一第一增益晶體管，包括一柵極端、 一第一端以及一第二端，用以接收 所述第一輸入電壓，其中，所述第一控制電流用以由所述第一增益晶體管的 所述第二端通過至所述第一增益晶體管的所述第一端；以及一第一串迭晶體管，包括一漏極端以及一第一端，用以輸出所述第一輸 出電流，其中，所述第一串迭晶體管的所述第一端耦接于所述第一增益晶體 管的第二端；以及所述第二放大器還包括一第二增益晶體管，包括一柵極端、 一第一端以及一第二端，用以接收 所述第二輸入電壓，其中，所述第二控制電流用以由所述第二增益晶體管的 所述第二端通過至所述第二增益晶體管的所述第一端；以及一第二串迭晶體管，包括一漏極端以及一第一端，用以輸出所述第二輸 出電流，其中，所述第二串迭晶體管的所述第一端耦接于所述第二增益晶體 管的第二端。
4. 如權(quán)利要求3所述的射頻可變?cè)鲆娣糯笃麟娐?，其中，所述第一增?晶體管以及所述第二增益晶體管形成串迭型式。
5. 如權(quán)利要求1所述的射頻可變?cè)鲆娣糯笃麟娐?，其中，所述線性電壓 對(duì)電流轉(zhuǎn)換器用以接收一第 一參考電流，然后以所述第 一參考電流與所述控 制電壓的函數(shù)，產(chǎn)生所述分貝電流。
6. 如權(quán)利要求1-5所述的射頻可變?cè)鲆娣糯笃麟娐?，其中，所述各晶體管是選自下列群組之一，包括一n型晶體管，其中，所述各晶體管的所述第一端為所述n型晶體管的 源極端，以及所述各晶體管的所述第二端為所述n型晶體管的漏極端；以及一p型晶體管，其中，所述各晶體管的所述第一端為所述p型晶體管的 漏極端，以及所述各晶體管的所述第二端為所述p型晶體管的源極端。
7. —種線性控制方法，適用于一輸出增益電流，包括 線性轉(zhuǎn)換一控制電壓成一分貝電流，其中，所述分貝電流以及所述控制電壓成線性比例；轉(zhuǎn)變所述分貝電流成一第一控制電流以及一第二控制電流，其中，所述 分貝電流等于所述第一控制電流以及所述第二控制電流的一差異；以及 根據(jù)所述差異輸出所述輸出增益電流。
8. 如權(quán)利要求7所述的線性控制方法，其中，輸出所述輸出增益電流的 步驟還包括接收所述第一控制電流以及所述第二控制電流； 接收一 第 一輸入電壓以及一 第二輸入電壓； 根據(jù)所述差異，轉(zhuǎn)換所述第一輸入電壓成一第一輸出電流；以及 沖艮據(jù)所述差異，轉(zhuǎn)換所述第二輸入電壓成一第二輸出電流； 其中，所述第一輸出電流以及所述第二輸出電流之間的差異與所述輸出 增益電流成比例。
9. 如權(quán)利要求7所述的線性控制方法，其中，線性轉(zhuǎn)換一控制電壓成一 分貝電流的步驟還包括接收一第一參考電流的步驟，其中，所述分貝電流為 所迷第 一參考電流以及所述控制電壓的 一 函數(shù)。
10. 如權(quán)利要求7所述的線性控制方法，其中，輸出所述輸出增益電流 的步驟還包括鏡射一直流偏壓電流至一 第 一增益晶體管以及一第二增益晶體管，其中，所述直流偏壓電流與所述差異成比例；耦接于一第一 串迭晶體管的第一端至所述第一增益晶體管的第二端；以及耦接于一第二串迭晶體管的第一端至所述第二增益晶體管的第二端；其中，所述第一增益晶體管的增益以及所述第二增益晶體管的增益是根 據(jù)所述直流偏壓電流而決定。
11.如權(quán)利要求IO所述的線性控制方法，其中，輸出所述輸出增益電流 的步驟還包括接收一第二參考電流以產(chǎn)生一固定電壓；以及將所述第一串迭晶體管以及第二串迭晶體管工作在飽和區(qū)以擴(kuò)大所述 直流偏壓電流的可用調(diào)整范圍。
全文摘要
一種互補(bǔ)式金屬氧化物半導(dǎo)體(CMOS)射頻可變?cè)鲆娣糯笃?，具有擴(kuò)大的線性調(diào)整范圍?？勺?cè)鲆娣糯笃魇褂糜蓛纱?cascode)晶體管以及兩增益晶體管所組成的寬振幅串迭鏡(cascode mirror)。兩串迭晶體管的電流彼此追隨，且兩增益晶體管的電流彼此追隨，而增益晶體管工作在飽和區(qū)。
文檔編號(hào)H03G7/06GK101383594SQ200810212968
公開日2009年3月11日 申請(qǐng)日期2006年9月28日 優(yōu)先權(quán)日2005年11月28日
發(fā)明者尼里克·方, 張欽奇, 施迪民 申請(qǐng)人:威盛電子股份有限公司